电子管扩音机低频电感元件的简易设计

电感元件又称电感器，它包括电子设备中的各种高、低频线圈，变压器，阻流圈等。本文主要讨论电子管扩音机中各种低频变压器（电源变压器、输出变压器、推动变压器等）和阻流圈的简易设计方法。这些电感元件的共同特点是：线圈中都带有铁心，而且都是在较低的频率下工作。

电源变压器的简易设计

电子管扩音机所使用的电源变压器，从用途上大致可分为两类：一类变压器的次级绕组只供点燃各电子管的灯丝，称为灯丝电源变压器，简称灯丝变压器；另一类变压器的次级绕组担负供给整流管所需的屏压，称为高压电源变压器，简称高压变压器。这类变压器的次级绕组中，不但有交流成分通过，而且还有直流成分通过。反映到变压器初级，有些变压器内（如半波整流）将产生非正弦电流，从而使变压器效率降低。在设计时，要考虑到这一特点。

通常情况下，50瓦以下的小型电子管扩音机，不单独设置灯丝变压器和高压变压器，而是把两者合并在一个电源变压器中。

一、设计方法

电源变压器的设计，大致可分为六个步骤：

1．确定变压器的容量

电子管扩音机中的电源变压器，就其功率而言，最大不超过几个千伏安，基本上都使用单相交流电。因此，我们只介绍单相电源变压器的设计。

我们知道，变压器的效率为：

η=PⅡPⅠ…………（1.1)。

式中PⅡ为次级输出功率；PⅠ为初级输入功率。当次级不只一个绕组时，输出功率为：

pⅡ=P2＋P3＋P4＋…＋pn…（1.2）。

这时初级输入功率为：

PⅠ=PⅡη=1;η（P2＋P3 +P4+…+Pn）…（1.3)。

变压器的总容量（设计功率）为：

P=PⅠ+PⅡ2……（1.4）。

变压器效率与许多因素有关，现将效率与容量的大致关系列于表1.1，供设计时参考。

表1.1 容量（VA）＜10 10～50 50～100 100～500 500～1K 1K～5K 5K～10K 效率（％） 70～75 75～80 80～85 85～90 90～92 92～95 95～97

①灯丝变压器容量的计算：

若所设计的灯丝变压器各绕组电压分别为U2、U3、U4、……Un，电流分别为I2、I3、I4……In，则：

PI=1η（U2I2+U3I3+U4I4＋……＋UnIn）。

所以，总容量为：

P=PⅠ=PⅠ+PⅡ2=1+η;2η（U2I2+U3I3+U4I4+UnIn)……（1.5）

②高压变压器容量的计算：

根据选定的整流电路和滤波电路(或负载）的型式，就可以从表1.2中查出高压变压器的容量（设计功率）。

表1.2中U0代表整流器输出端电压，它等于设备所需直流电压U′0和阻流圈（或滤波电阻）上电压降U″0之和。一般情况下，可以认为阻流圈上电压降为U′0的（5一10）％。所以，在计算时可取

U0=（1.05～1.1）U′0 ……（1.6）。

同样，考虑到泄放电阻上通过的电流I0″，设计电流（即整流器输出电流）I0与设备所需直流电流I0′的关系也可写成

I0=(1.05～1.1)U0′……（1.7)。

由于半波整流和倍压整流（尤其是串联式倍压整流）脉动系数大，一般不采用阻流圈输入（即Γ型）滤波电路。而且，在大多数情况下，倍压整流输入端直接接至市电，不使用专用的高压变压器。

③同时具有高压绕组和灯丝绕组的电源变压器的容量，在设计时只需从表1.2中查出高压绕组的设计功率，然后再加上各灯丝绕组的设计功率即可。

2．确定铁心的型号和规格

电子管扩音机中常用的铁心型号有KEI、GEI、UI、CD型等几种。用KEI、GEI型铁心绕制的变压器称为壳式变压器（见图2）；用UI、CD型铁心绕制的变压器称为心式变压器。其中KEI型铁心为宽窗口式，具有重量最轻的特点。当绕组圈数较多或电压较高（相应的绝缘材料层也较厚）时，应选用这种铁心；GEI型为窄窗口式，具有最低价格的特点。一般情况下可采用这种铁心。当功率大于1千伏安时，可采用UI型铁心；有时为了减小体积，小型变压器也可采用UI和CD型铁心。

用S′C表示所需铁心最小截面积，S0表示窗口面积。则在我们所讨论的范围内可以认为

S′c·S0=14400BMP……（1.8）。

式中BM为铁心中最大磁通密度，单位为高斯（Gs）。如果假设S′c=S0，

并令 K=14400BM，则 Sc′＝KP……（1.9）。

式中系数K可由表1.3选择。

铁心最大磁通密度值BM的选取与铁心材料、变压器的容量等有关。表1.4可做计算时的参考。

旧铁心片可视其质量，适当选择BM值。如果铁心片为黑色，弯曲数次不断裂，说明质量较次，BM值可取6000～8000高斯；质量好一些的铁心BM值可取8000～10000高斯。

根据计算出的铁心最小截面积Sc′值和以上各方面的考虑，可从变压器常用标准铁心片规格表中，找到相应型号、规格的铁心，并可从表中查出实际铁心截面积Sc。当然，Sc应大于或等于Sc′。

如果铁心是旧有的，或叠厚不是标准系列，那么Sc可通过下式进行计算。

Sc=Kc·l0·B……（1.10）。

式中Kc称为铁心片占空系数，它与铁心片的材料、厚度、表面状态有关；l0代表铁心中心宽度；B代表铁心叠厚。当铁心片厚度为0.35毫米，表面没有涂覆绝缘漆时，热轧硅钢板D42～D44制成的铁心片，Kc值为0.91；冷轧硅钢板D310～D340制成的铁心片，Kc值为0.95。当表面涂有绝缘漆时，Kc值应相应地降低0.03～0.05。如果不知道铁心片的材料，Kc值可选0.85～0.9。当铁心片的厚度为0.5毫米时，Kc值可相应增加0.03左右。

3．确定初、次级各绕组圈数

当磁通密度以高斯为单位，铁心截面积以平方厘米为单位时，感应电动势为

E=4.44f·N·BM·Sc·10-8（伏）……（1.11）。或NE=108;4.44f·BM·Sc…（1.12)。

式中N／E为线圈每伏圈数。

我国电源频率f，绝大多数都是50赫，代入上式，并令N0=N／E，则

N0=450000BM·Sc……（1.13）。

由于线圈本身具有一定的直流电阻，有电流通过时，会产生电压降。因此在计算各绕组圈数时，都附加一定的修正值。即

式中△U的选择可参照表1.5。N1代表初级线圈圈数，N2～Nn代表次级线圈圈数。

表1.5 变压器容量（VA）＜10 10～100 100～1K 1K～10K △U 0.07～0.1 0.05～0.07 0.03～0.05 0.02～0.03

4．确定各绕组导线直径和型号

当电流密度为j时，通过截面积为S的导线的电流强度为

I=S·j=πk(d2)2·j=πd2;4·j。

当知道电流密度和通过导线的电流时，就可以求出所需导线的直径

d=4Iπj…………（1.15）。

电流密度的选择和变压器容量有关，有关数据可参考表1.6。

表1.6 变压器容量（VA）＜10 10～100 100～1K 1K～5K 5K～10K 电流密度（A／mm2） 4～3.5 3.5～3 3～2.5 2.5～2 2～1.8

根据表1.6数据。公式（1.15）可分别写成：

灯丝变压器的次级电流，可从电子管特性手册中查出；高压变压器次级电流可从表1.2中查出。而初级电流可通过下面近似公式来计算：

I1=（1.1～1.2)PU1……（1.17）。

式中系数的选取是考虑到变压器空载激磁电流的存在而附加的。

使用公式（1.15）和（1.16）求出的导线直径，不包括绝缘层在内。利用求得的结果，便可从线规表中（见本刊1975年第3、4期）查出导线的标称直径d和带有绝缘层的漆包线外径d′。

在电子管扩音机中，电源变压器所使用的导线，基本上都是漆包线，电流较大的灯丝绕组有时也使用纤维包绝缘线。当绕组工作时对“地”电压（不是指绕组本身的电压）不大于500伏时，可使用Q型普通油性漆包线；当电压大于500伏时，应选用QQ型高强度聚乙烯醇缩醛漆包线，或采用QZ型高强度聚脂漆包线。

5．进行初步验算

根据各绕组所选定的导线标称直径，从线规表中查出单根导线的截面积S，然后乘以圈数N，就可计算出导线所占的总截面积

SM=S1N1＋S2N2+S3N3＋……SnNn……（1.18）。

计算结果必须满足下式要求

SMSo≤KM……（1.19）。

式中So＝l1·h为窗口面积，KM称为导线（窗口）占空系数，它可以从铁心片规格表中查出（本文表1.11中只列出了部分数据）。

计算结果如不满足公式（1.19）的要求，则需加大铁心截面积，重新计算各项数据，直到满足为止。

须注意的是，当设计绝缘材料较多的高压变压器时，SM与So的比值必须要小于KM值的10％以上。否则，当线包绕好后，可能装不上铁心。

6.列出变压器绕制规格表，作最后验算。变压器绕制规格表包括的主要内容有：各线圈电压、圈数（总圈数及每层圈数）、层数、导线规格、绝缘材料的选择等项内容。另外，应附有电原理图、绕组排列图。必要时，还应绘出引出线位置图、装配图等。填写时应注意：

①线包的长度并不等于窗口长度h，而是在线圈筒两端各留出h的5％左右不绕线。因此，线包长度应为

h′=0.9h……（1.20）。

某一线圈每层可绕圈数

N′=h′d′=0.9h;d′……(1.21）。

该线圈总层数为

L=NN′……（1.22）。

当计算结果带有分数时，不论其是否大于12，都在个位进一，而略去分数。

②各线圈层间绝缘一般使用电容器纸、电话纸、电缆纸、卷绕纸、浸渍纸等。有时也使用玻璃纸、描图纸、蜡纸、牛皮纸、道林纸等。绝缘材料厚度的选择，可参照表1.7。

当层间电压超过100伏时，应适当加厚层间绝缘，或选择击穿电压高的绝缘材料。

各绕组间的绝缘需根据各绕组工作时对“地”电压（注意：不是绕组本身的电压）来选择。一般使用电缆纸、浸渍纸、牛皮纸、道林纸等，中间夹入黄漆绸（布）、聚脂薄膜、云母纸等。最后计算出线包总厚度D，必须满足：

（1.1～1.3）D≤l1……（1.23）。

否则，需调整绝缘材料的厚度、品种，使得公式（1.23）成立。公式中系数的选择是考虑到线包在绕制过程中往往鼓起来，致使厚度增加。

二、设计举例

现在以150瓦、250瓦两种类型扩音机高压变压器为例，进行设计。

1.150瓦高压电源变压器

从常见的飞跃R—150型扩音机的结构设计可知：末级功率输出使用四只FU—7作甲乙2类并联推挽放大；一只6P6P作推动级。前级使用一只6N1、两只6N2作电压放大（兼检波）；收音部分使用一只6A2作变频，一只6K4作中放。另外，用一只6E2作音量输出指示。电源部分使用两只EG1—0.3／8.5整流，供末级功放管屏压。用一只5Z2P作次高压整流，供给功放管帘栅压及其它各管屏压、帘栅压；另一只5Z2P做负压整流，供给功放管所需的栅负压。

从电子管特性手册中可查出各电子管在额定工作状态下所需的各项工作数据，列于表1.8。

表1.8

管名 4×FU-7 6P6P 6N2* 6N1* 6A2 6K4 6E2

屏压（V） 640+ 250 ＜250 ＜250 ＜250 ＜250 ＜250

最大屏流（A） 0.4 0.047 0.0023 0.0075 0.003 0.011 0.002

帘栅压（V） 300 250 ＜100 ＜100

最大帘栅流（A） 0.024 0.007 0.007 0.0042 0.001△

注，“*”为双三极管中单管值；“△”为荧光屏电流；“＋”特性表为600伏，为保证足够的输出功率，屏压可提高5～10％，我们取640伏。

高压电源变压器次级应供给两只高压整流管和一只次高压整流管工作所需的电压和电流。

因为高压整流和次高压整流都采用全波整流电路，中心端都直接接地，因此两个次级绕组可合成一个，采用抽头的方法供出不同电压（如表1.9所示）。

①确定容量

我们用下脚“G”代表高压整流，下脚“C”代表次高压整流，根据公式（1.6）、（1.7）可知

U0G＝1.05U＇0G=1.05×640≈672（伏），i0G＝1.1I＇0G=1.1×0.4=0.44（安），U0C=1.07U＇0e=1.07×300≈320（伏），I0C=1.1I＇0C=1.1×（0.024 ＋0.047＋0.007＋3×0.0023 ＋2×0.0075＋0.003＋0.007 ＋0.011＋0.0042＋0.002 ＋0001）=0.14（安）。

高压整流使用Γ型滤波，次高压整流使用π形滤波。根据表1.2，高压及次高压绕组的设计功率分别为：

PG＝1.34U0GI0G＝1.34×672×0.44≈396（伏安）PC=1.71U0CI0C=1.71×320×0.14≈76.6（伏安）。

根据公式（1.5），高压电源指示灯功率（取UZ=5伏，IZ=0.5安）为：

PZ=1+η2η·UZ·IZ=1+0.9;2×0.9×5×0.5≈2.7（伏安)。

所以，高压电源变压器总容量为：

P=PG＋PC＋PZ=396+76.6＋2.7≈475（伏安）。

②确定铁心型号、规格

根据公式（1.9）和表1.3、表1.4，最小铁心截面积为：

S＇C=1.1P=1.1475≈23.98（厘米2)。

上式中取Bm=12000高斯。选取GEIB40×80铁心，则可查出实际截面积为

SC=29.1（厘米2）。

③确定初、次级绕组圈数

根据表1.2可知，高压绕组所接的是电感性负载， U2G=1.11U0G=1.11×672≈750伏；次高压绕组所接的是电容性负载，U2C≈U0C=320伏。根据（1.13）式可求得每伏匝数N0=450000BM、SC=450000;12000×29.1=1.3。当ΔU取0.05时，各绕组圈数为：

N1=（1-ΔU）U1·N0＝（1－0.05）×220×1.3=272圈，N2＝N2D=（1＋ΔU）U2A·N0 =（1＋0.05）·（750-320）×1.3=587圈，N2B=N2C=（1＋ΔU）U2B·N0=1.05×320×1.3＝437，N3=（1＋ΔU）·U3N0=1.05×5×1.3≈7圈。

④确定各绕组导线直径、型号

根据表1.2和公式（1.17）可知：

I2G=0.71I0G=0.71×0.44=0.31（安），I2C＝1.11I0C=1.11×0.14=0.16（安）。I1＝1.1PU1=1.1×475;220≈2.38（安），

取j=3安／毫米2，则

d1=0.65I1 =0.652.38≈1.0（毫米），d2A=d2D=0.65I2G=0.650.31≈0.364（毫米),d2B=d2C=0.65I2G+I2C=0.650.47≈0.442（毫米），d3=0.65I3=0.650.5≈0.462（毫米）。

查线规表（见本刊1975年第3期，QQ型漆包线基本同Q型漆包线）取标称值，得：d1=1.0毫米；d＇1=1.07毫米；S1=0.79毫米2 ； d2A= d2D=0.41毫米；d＇2A=d＇2D=0.45毫米；S2A=S2D=0.13毫米2 ；d2B= d2C＝0.47毫米; d＇2B=d＇2C=0.52毫米；S2B=S2C=0.17毫米2 ；d3=0.47毫米；d＇a=0.52毫米； S3=0.17毫米2。

⑤进行初步估算

铜线总截面积为：

SM=0.79×272＋2×0.13 ×587＋2×0.17×437＋0.17×7=517（毫米2）。

窗口总面积为：

S0=l1·h=26×72=1872（毫米2）。

二者比值为：SMS0=517;1872=0.28 ＜0.29。所以上述设计可以成立。

⑥列出绕组规格表（见表1.9），做最后验算。

最后验算线包总厚度为：

D=1.2〔2＋0.08×2+0.04×1＋1.07×5＋0.08×5＋0.08×2＋0.04×1＋0.52＋0.08＋0.08×2＋0.04＋0.05＋0.08×1＋0.04×l＋2（0.45×5＋0.08×5＋0.08×2＋0.04×1）＋2（0.52×4＋0.08×4＋0.08×2＋0.04×1＋0.5）〕≈24.6（毫米）。

因为l1=26毫米，所以D＜l1, 设计结果满足各项要求。

2.250瓦扩音机高压电源变压器

从扩音机结构设计（参见TY－250／1000型扩音机）可知，高压电源变压器的主要任务是供给两只EG1－0.3／8.5作整流，以供末级功率放大管所需的屏压。

从电子管特性手册可查出，两只FU－5电子管在屏压为1250伏，作乙类推挽放大时，最大输出功率可达300瓦，最大屏流为400毫安。

①确定容量

根据公式（1.6）和（1.7）可知：

U0=1.05U＇0=1.05×1250=1313（伏）；I0=1.1I＇0=1.1×0.4=0.44（安）。

由于使用Γ型滤波器电路（电感性），根据表（1.2），高压绕组的设计功率为：

PG=1.34U0I0=1.34×1313×0.44=774（伏安）。

根据公式（1.5），指示灯功率（取UZ=5伏，IZ=0.5安）为：

PZ=1+η2ηUZIZ=1+0.9;2×0.9×5×0.5=2.7（伏安）。

所以高压变压器总容量为：

P=PG＋PZ=774＋2.7≈777（伏安）。

②确定铁心型号、规格

根据公式（1.9）和表1.3、表1.4、求得最小铁心截面积为：

S＇C=1.1P =1.1777≈30.7（厘米2）。

上式中BM取12000高斯，选取KEIB4O×100铁心，则可查出实际截面积为：SC=36.4厘米2。

③确定初、次级各绕组圈数

根据公式（1.2），得U2=1.11U0=1.11×1313≈1450（伏）；根据公式（1.13），得每伏圈数

N0=450000BM·SC=450000;12000×36.4≈1.03。

当ΔU取0.03时，各绕组圈数为：

N1=（1-ΔU）U1N0＝（1-0.03）×220×1.03≈220，N2=2×（1＋ΔU）U2N0=2×（1＋0.03）×1450×1.03≈3074，N3=（1+ΔU）U3N0=1.03×5×1.03≈6。

④确定各绕组导线直径、型号

根据表1.2和公式（1.17）可知：在负载为电感性时，I2=0.71I0 =0.71×0.44=0.31（安）；I1=1.1PU1=1.1777;220≈3.9（安）。取j=2.5安／毫米2，则：

d1=0.7I1=0.73.9≈1.38（毫米），d2=0.7I2=0.70.31≈0.392（毫米），d3=0.7I3=0.70.5≈0.50（毫米）。

查线规表，取标称值，得：d1=1.4毫米； d＇1=1.48毫米； S1=1.539毫米2；d2=0.44毫米；d＇2=0.49毫米;S2=0.1521毫米2；d3=0.51毫米；d＇3=0.56毫米：S3=0.2043毫米2。

⑤进行初步估算

铜线总截面积为: SM=S1N1＋S2N2＋S3N3=1.539×220＋0.1521×3074＋0.2043×6=808.2（毫米2）；窗口面积为S0=l1·h=40×100=4000（毫米2）。工者比值为SMS0=808.2;4000≈0.20<<0.38 。从计算结果可以看出，铜线总截面与窗口面积之比远小于额定导线占空系数。为了使次级高压绕组有更好的电压调整率，可选取d2=0.51毫米，则d＇2=0.56毫米，S2=0.20毫米2。此时，

SMS0=968;4000=0.24<<0.38。

⑥列出绕制规格表，作最后验算绕制数据见表1.10。

最后验算线包总厚度为：

D=1.2（5+0.17×2＋0.11×2＋1.48×4＋0.17×4＋0.17×2＋0.11×2＋0.56＋0.17＋0.17×2＋0.11×2＋0.17×2＋0.05＋0.10×2+0.56×22＋0.17×22＋0.17×2＋0.10×2＋0.16×4＋0.5）≈38.8（毫米）。

因为l1=40毫米，所以D<l1。设计结果满足要求。

三、几个有关问题

由于汞气整流管灯丝电压要求稳定，开机需要预热时间等原因，有些广播站用半导体二极管直接代替汞气管做整流用。代用后应考虑下列问题。

1 .半导体二极管管压降很小，只有一伏左右，而汞气整流管管压降达几十伏。因此，用半导体二极管代替后，整流输出电压必将提高。这时应注意滤波电容器的耐压问题。

2．整流输出电压提高, 会使功率放大管屏压增高，因此可能出现屏极发红现象。

3．对于高压电源变压器和整流电路都不应做任何改动，可直接将整流管代换使用。

由于半导体二极管本身管压降小，如果重新设计电源变压器，次级电压U2可适当降低3～5％，其它各参数都不需变动。

输出变压器的设计

输出变压器是扩音机功率放大级和负载之间相互连接的重要部件，它的主要作用是使负载阻抗和功率放大管的最佳负载阻抗相匹配，以得到在允许的失真度情况下的最大输出功率。在这篇文章中，我们对推挽式功率放大电路所使用的输出变压器的设计作一简要介绍。

输出变压器属于非线性元件，在工作过程中会引起信号的失真，其中最主要的是频率失真和非线性失真。

1．频率失真：一般放大器的理想频率响应曲线如图5所示。在曲线的中间部分，放大量基本保持不变，用Ko来表示；在曲线两端，即高频端和低频端，放大量显着下降。当频率f等于fD或fG时，放大量降低到额定值，我们用KD和KG代表对应于fD和fG的放大量。当f＜fD和f＞fG时，放大量降低到额定值以下。fD称为低频截止频率，fG称为高频截止频率。

频率特性曲线中段的放大量Ko，与截止频率时的放大量KD或KG之比，称为频率失真系数，用字母M来表示。即

式中MD称为低频频率失真系数；MG称为高频频率失真系数。

变压器的频率失真是由线圈的电感和分布电容所引起的。在低频时，主要受初级线圈电感的影响，初级线圈电感量越大，失真越小；在高频时，主要受漏电感和分布电容的影响，漏电感和分布电容越小，失真越小。

为了使低频频率失真不超过一定值，初级线圈电感量不得小于一定值。这是设计输出变压器时应着重考虑的一个问题。

同样，为了使高频频率失真不超过一定值，变压器漏电感和分布电容不得大于一定值。通常情况下，设计正确和绕制良好的音频输出变压器的漏电感和分布电容都是符合要求的。因此，在简易设计时可不加考虑。

2．非线性失真：输出变压器的非线性失真主要是由于铁心材料磁化曲线的非直线性所引起的。它随着铁心中磁通密度的增加而加大，而随着信号频率的提高而减小。为了减小非线性失真，铁心中的实际磁通密度值不能象设计电源变压器那样取得很大。一般情况下不应超过6000高斯。质量较好的铁心（如D42～D44、D310～D340等）或对非线性失真要求不严时，可取到8000高斯。

输出变压器的设计步骤

1．确定变压器初级最小电感量：初级最小电感量可由下式算出：

L1=Raa2πFDMD2-1（亨利）……（2.2）

式中Raa为推挽功率放大管屏至屏最佳负载阻抗，单位为欧姆，具体数值可参考表2.1。fD为低频截止频率，单位为赫兹。MD为低频频率失真系数。

将公式2.2简化，可写成：

L1=12πMD2-1·Raa;fD

=α·RaafD（亨利）……（2.3?

式中α=12πMD2-1。

通常情况下，频率失真系数用分贝表示，如果应用公式（2.3）计算，应加以换算，而不能将分贝值直接代入。换算关系可参考表2.2。

表2.2

分贝 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5

MD 1.50 1.41 1.33 1.26 1.19 1.12 1.06

α 0.14 0.16 0.18 0.21 0.24 0.32 0.45

质量要求较高的输出变压器，MD值应在1.26（即2分贝）以下。一般要求的输出变压器，MD值可放宽到1.50（即3.5分贝）以下。

2．确定铁心型号和规格：输出变压器所需铁心最小截面积可由下式近似地求出：

S′c=12.5ηPsc;fD（厘米）2……（2.4)

式中：Psc为变压器的输出功率，单位为瓦特；η为变压器的效率，其数值的确定仍可参考表1.1

公式2.4适用于一般硅钢片制成的铁心，当使用质量很差的旧有铁心片时，式中的系数可取15或更大一些。

根据计算所得铁心最小截面积S′c，可从变压器常用铁心片规格表中，找到相应型号、规格的铁心，便可查出实际铁心截面积Sc。当然，Sc应大于或至少等于S′c。

3．确定初级圈数：当铁心片型号确定后，磁路长度lc便可从规格表中查出。这时，初级圈数为：

N1=（400～500）L1·lcSc（匝）……（2.5）

公式2.5中系数选取的原则是：一般情况下取400～450左右；当铁心片质量不好或窗口面积足够大时，可选取450～500左右。

4．检查最大磁通密度：利用公式

BM=105fDPsc;Sc·lc（高斯）……（2.6)

可近似计算出铁心中最大磁通密度值。为了使非线性失真不超过允许值，BM不应大于6000～8000高斯。

5．确定圈数比，计算次级圈数：圈数比可利用下述公式进行计算：

n=Rfzη·Raa……（2.7)

式中Rfz为输出变压器负载阻抗。这时，次级线圈圈数为：

N2=n·N1……（2.8）

6.确定各绕组导线直径和型号：输出变压器初级绕组中通过的电流，不但有功率放大管屏流中的直流成分，同时还有音频信号电流的交流成分。

通过每半个初级绕组的直流成分的最大值为：

I-=Iam/2……（2.9）

通过初级绕组的交流电流成分为：

I～=Pscη·Raa……（2.10）

所以，通过初级绕组的总电流为：

I1=I-2+I～2

=（Iam2）2+Psc;η·Raa……（2.11?

在简易设计情况下，一般可用下面近似公式进行计算

I1≈Iam（毫安）……（2.12）。

次级绕组中只有音频电流，所以

I2＝PscRfz（安培）……（2.13）

这时，初、次级绕组导线直径分别为：

式中Iam为推挽放大管屏流最大值，单位为毫安。

公式2.14适用于电流密度为2.5安／毫米2的情况；公式2.15适用于电流密度为3安／毫米2的情况。根据计算结果，可从漆包线规格表中选择适当型号、规格的导线。

7．验算并列出变压器绕制规格表：可参照电源变压器简易设计的有关内容进行初步核算和最后验算。

设计举例

现在我们以150瓦（参见美多A—150型）扩音机输出变压器为例，进行设计和计算。

从表2.1可知，用四只FU—7电子管作甲乙2类并联推挽放大，当屏压为600伏，帘栅压为300伏，栅压为-30伏，最大屏极电流为400毫安，屏至得最佳负载阻抗为3330欧姆时，最大输出功率可达150瓦。

1．确定初级最小电感量：当频率失真在80～8000赫范围内不超过±2分贝时，根据公式2.3和表2.2，可求出初级最小电感量为：L1=αRaaFD=0.21×3330;80≈8.74亨利

2．确定铁心型号、规格：从表1.1中查出，当变压器功率为150瓦时，效率η可取0.85。这时铁心最小截面积为：S′c=12.5ηPsc;fD=12.50.85×150;80≈20厘米2。

查铁心规格表，选取GEIB35×70铁心，则实际截面积为Sc=22.3厘米2。经过计算我们还可以看到，当低频截止频率fD选为100赫时，铁心可选取35×60型；当fD选为150赫时，铁心可选取35×52型。

3．确定初级圈数：根据公式2.3可求得

N1=450L1·lcSc=4508.47×20;22.3≈1260匝。

4．检查最大磁通密度：根据公式2.6可知

BM=105FD·Psc;Sc·lc=10580·150;22.3×20≈6500高斯，满足要求。

5．确定圈数比，计算次级圈数：由于次级线圈为抽头式结构，有0—监听—100—150—200—250欧姆等六个引出线头，分别用0、1、2、3、4、5六个数字来标志（见图6），在计算各抽头之间的圈数时，就应先分别求出各个圈数比的数值。根据公式2.7可得：

n02=Rfz02ηRaa=100;0.85×3330≈0.19；

n03=Rfz03ηRaa=150;0.85×3330≈0.23；

n04=Rfz04ηRaa=200;0.85×3330≈0.27；

n05=Rfz05ηRaa=250;0.85×3330≈0.30。

这时，次级各抽头与“0”端之间的圈数分别为：N02=n02·N1＝0.19×1260≈240匝；N03=n03· N1＝0.23×1260≈290匝；N04＝n04·N1＝0.27×1260≈340匝；N05＝n05·N1＝0.30×1260≈378匝。监听引出线头从“0”端开始，有2圈即可，即N01＝2匝。

6．确定各绕组导线直径及型号：为了减小漏电感和分布电容，在绕制时，把次组分成两个相同的绕组并联使用，而将初级绕组夹在中间。因此，每个次级绕组的输出功率应为总输出功率的一半。即P′sc=Psc2=150;2=75瓦。根据公式2.14可求得：

为了绕制方便，次级除N02绕组外，其余各抽头之间的线圈都用同一种规格漆包线绕制。查高强度漆包线规格表（见本刊1976年第1、2期）可得：d1=0.47毫米；d′1=0.53毫米；S1=0.17毫米2；d02=0.67毫米；d′02=0.75毫米；S02=0.35毫米2；d03=0.6毫米；d′03=0.67毫米；S03=0.28毫米2。

7．验算并列出变压器绕制规格表：线包排列结构图见图6。其它各项验算可参考电源变压器简易设计有关内容进行。

推动变压器的简易设计

扩音机功放级的电子管用于甲乙2类和乙类工作状态时，栅极输入信号的正半周会有栅流产生，要消耗一定的功率。这时，它的推动级不但要提供一定的推动电压，而且还必须提供足够的推动功率。所以，推动级与功率放大级之间一般应使用变压器来交连，以减小失真。这个变压器叫做推动变压器。推动变压器除起着不失真地传递信号电压和功率以外，还起着倒相的作用。它对推动级来说，相当于负载。

在设计推动变压器时，为了得到良好的频率响应，变压器初级必须具有足够的电感量，并且线包应采用分段、分层绕制方法，以减小漏电感和分布电容。另外，由于推动变压器次级绕组和功率放大管的栅极电路串联在一起，变压器的次级阻抗就相当于功放级信号源的内阻。当有栅流通过时，在这个内阻上会产生电压降，于是信号产生失真。为了减小这种失真，提高稳定度，信号源内阻应尽量减小。采取的措施是：①使用较大直径的导线绕制次级线圈，以降低直流电阻；②因为初级圈数越多于次级圈数时，初级阻抗对次级阻抗的影响越小，所以推动变压器一般都采用降压形式。

一、设计步骤

推动变压器的设计步骤和输出变压器相似。

1．确定初级电感量计算公式为L1=aR/fD（亨利）……（3.1）。式中R为推动管屏极最佳负载阻抗，单位为欧姆。当推动级为单管放大时，R＝Ra；推动级为推挽放大时，R=Raa。α、fD的选取方法同输出变压器。

2．确定铁心的型号、规格当推动级为单管放大时，所需铁心最小截面积为

S′C=（20～30）PfD（厘米2)

…………………… （3.2）；

当推动级为推挽放大时，所需铁心最小截面积为

S′C=（15～20）PfD（厘米2)

…………………… （3.3）。

式中P为推动级输出功率，单位为瓦特。具体数值可从表2.1和表3.1中选取。表3.1中列出的是几种电子管在甲类单管功率放大时的特性数据。

为了减小失真，推动级的输出功率P,不应大于推动管最大输出功率PM的80％，但应不小于功率放大级所需推动功率的两倍。

根据计算得来的S′C，查规格表选取相应型号的铁心，从中即可查出实际截面积SC和磁路长度IC。SC应大于或等于S′C。

3．确定初级圈数在单管放大情况下，

N1=(450～550）L1·lCSC（匝）

…………………（3.4）。

在推挽放大情况下，

N1=(350～450）L1·lCSC（匝）

…………………（3.5）。

4．检查最大磁通密度检查公式为

BM=105fD·P;SC·lC(高斯）

…………………（3.6）。

根据上式计算出来的BM值，不应大于6000高斯，否则需增加铁心截面积，重新计算。

5．确定变压比，计算次级圈数首先求出初级音频电压峰值

U1M=1.5P·R（伏）……（3.7）。

从表2.1可查出功率放大级栅至栅所需推动电压的峰值U2M，则变压比为n=U2M/ηU1M………（3.8)。这时次级总圈数为

N2=n·N1（匝）……（3.9）。

6．确定各绕组导线的型号和规格推动级为单管放大时，工作状态都为甲类。从无信号到信号最大，屏流变化很小，所以在计算初级导线的直径时，应采用最大信号时的屏流IaM；推动级为推挽放大时，可认为初级电流I1=IaM，所以初级导线的直径可按下式计算：

d1=0.023IaM（j=2.5安／毫米2）

d1=0.02IaM(j=3安/毫米2）

d1=0.019IaM(j=3.5安/毫米2）

………（3.10），

式中d1单位为毫米， IaM单位为毫安；次级导线直径可用下式计算

d2=（1.1～1.2）d1n（毫米）

……………………（3.11),

式中的系数是为了减小次级直流电阻而附加的。根据计算结果，可从漆包线规格表中选择适当型号、规格的导线。

二、设计举例

现在以R－150型扩音机推动变压器为例来计算。从表2.1可查出，当四只FU－7电子管作甲乙2类并联推挽放大，输出功率为150瓦时，所需推动功率为0.8瓦，栅至栅推动电压峰值需88伏。由于所需推动功率不大，可选用单管放大电路。在这里我们选用电子管6P6P作甲类放大。

从表3.1可查出，当6P6P屏压为250伏，帘栅压为250伏，栅压为-12.5 伏，负载阻抗为5000欧时，最大输出功率为4.5瓦；当屏压为315伏，帘栅压为225伏，栅压为-13伏，负载阻抗为8500欧时，最大输出功率为5.5瓦。根据上面这些数据，我们就可以大致估计出R－150型扩音机在典型工作状态下（6P6P屏压为288伏，帘栅压为235伏，栅压为-14.5伏）的一些数据：屏极负载阻抗约6000欧，最大输出功率约4.8瓦，最大屏极电流约40毫安。

①确定初级最小电感量频率响应范围仍然取80～8000赫±2分贝，根据3.1式可得：

L1=αRafD=0.21×6000;80≈15.75亨。

②确定铁心型号、规格选择推动级输出功率为最大输出功率的75％，则

P=0.75PM=0.75×4.8≈3.5

瓦。根据3.2式得：

S′C=25PfD=253.5;80≈5.25厘米2。

查铁心规格表，可选取GEIB22×28型铁心。此时，SC=5.62厘米2，lC=12.6厘米（也可以选用GEIB19×32型铁心，此时SC=5.53厘米2， lC=10.9厘米）。

③确定初级圈数根据公式3.4可得：

N1=470L1·lCSC=47015.75×12.6;5.62≈2800匝。

④检查最大磁通密度根据公式3.6得：

BM=105fD·P;SC·lC=10580·3.5;5.62×12.6≈2487

高斯。满足要求。

⑤确定变压比，计算次级圈数根据公式（3.7），求出初级音频电压峰值为：

U1M=1.5PRa=1.53.5×6000≈217.5

伏。从表2.1中查出4×FU－7栅至栅所需推动电压峰值为U2M=88伏。从表1.1中查出，当变压器功率为10瓦以下时，效率为0.7～0.75，我们取η=0.75。此时变压比为

n=U2MηU1M=88;0.75×217.5≈0.539

所以，次级圈数为N2=nN1=0.539×2800≈1500匝。

⑥确定各绕组导线直径、型号

取电流密度j=3安/毫米2，根据公式3.10和3.11可得：

d1=0.02IaM=0.0240≈0.127毫米；

d2=1.2d1n=1.2×0.127;0.539≈0.208毫米。

查QQ型高强度漆包线规格表可得：d1=0.13毫米，d′1=0.16毫米，S1=0.01327毫米2；d2=0.21毫米，d′2=0.25毫米， S2=0.03464毫米2。

⑦验算并列出变压器绕制规格表具体验算方法本文从略。绕制规格表可参照表3.2自行填写。变压器结构图见附图。

阻流圈的简易设计

在电子管扩音机中，阻流圈的作用是与滤波电容器相配合，使整流后的直流电压趋于稳定，以满足放大电路对波纹系数的最低要求。

设计步骤

1．确定电感量从电路分析可知，当使用L型（电感输入式）滤波电路时，输出端的波纹系数为

rL=1.19／LC……（4.1）。

式中L为阻流圈的电感量，单位为亨利；C为滤波电容器的电容量，单位为微法。

当使用π型（电容输入式）滤波电路时，输出端的波纹系数为

rπ=3439C1·C2·L·R

=3439I0′C1·C2·LU0?

……（4.2）。

式中L为阻流圈电感量，单位为亨利；C1、C2分别为滤波输入、输出电容的电容量，单位为微法；R为负载直流电阻，单位为欧姆；U0′为负载所需的直流电压，单位为伏特；I0′为负载消耗的总电流，单位为安培。

当已知电路所需的波纹系数并选定滤波电容器的电容量时，便可从公式（4.1）或（4.2）求出阻流圈所需的最小电感量。各种放大电路对波纹系数的要求可参照表4.1。

表4.1

电路波纹系数（％）

话筒放大级 0.001～0.002

电压放大级 0.01～0.05

推动放大级（单管） 0.05～0.1

推动放大级（推挽） 0.1～0.5

功率放大级（单管） 0.1～0.5

功率放大级（推挽） 0.5～3

2．确定阻流圈最大电阻值当放大电路所需直流电压U0′和电流I0′为已知时，便可根据下式求出滤波输入端应有的电压和电流。即：U0=1.1U0′；I0=1.1I0′。

当整流电路已确定时，也可根据整流器的输入交流电压（即变压器次级电压）、整流电路的型式、滤波电路的型式来确定滤波器输入端的直流电压。对于全波桥式整流电路来讲，当使用电感输入滤波电路时，其输出端电压为

U0=2π·2U2=0.89U2（伏）

……（4.3）。

当使用电容输入滤波电路时，输出电压为

U0=2U2-106·I04fC

=1.4U2－5000I0C（伏）

…… （4.4）。

式中I0为整流器输出总电流，可用上面讲到的公式I0=1.1I0′来计算，单位为安培；C为滤波器输入电容，单位为微法。

通常要求阻流圈上的最大电压降不得超过U0的10％，所以阻流圈的最大电阻值为

RM=（0.02～0.1)U0I0……(4.5)

在一般计算时，系数可取0.05左右。

3．确定铁心型号、规格铁心结构常数可利用下述公式计算

A=L／RM·μ……（4.6）

式中μ为有空气间隙时的起始等效导磁率，其数值可以从图2中查出。

求得铁心结构常数后，便可以从铁心片规格表中查出适当型号、规格的铁心。当然，所选铁心实际结构常数值应大于或至少等于计算值。

4．确定线圈圈数线圈圈数可用下述公式计算：

N=8.92×103L·ιcμ·Sc（匝）……（4

式中ιc为平均磁路长度，单位为厘米；Sc为铁心截面积，单位为厘米2。

5．确定导线直径、型号

根据计算结果，可从漆包线规格表中选择适当型号、规格的导线。上式中d的单位为毫米。

6．确定最佳空气间隙值利用下式求出单位长度导磁体上的磁化强度值

fm=I0Nιc（安匝/厘米）……（4.9）

然后从图1中查出辅助量y值，再利用下述公式便可计算出最佳空气间隙值：

δ=y2×ιc……(4.10)

7．验算 ①验算线圈的电阻。先求出阻流圈每圈导线的平均电阻值：

r=〔2×（L0＋B）＋πL1〕ρ×10－6（欧姆）……（4.11

式中ρ为导线每千米的电阻值，则线圈总直流电阻为

R＝rN……（4.12）

计算结果，R应小于RM，才能保证电压降不超过额定值。否则应调导线直径和圈数重新计算，直到满足要求为止。

设计举例

现在以R150型150瓦电子管扩音机为例进行设计。这种扩音机使用四只FU—7作并联推挽，从表2.1可知，屏压为600伏，最大屏流为400毫安时，输出功率可达150瓦。

1．确定阻流圈电感量从表4.1中可查出，推挽功率放大级波纹系数允许为（0.5～3）％，我们取2％。由于150瓦扩音机末级高压使用L型滤波电路，滤波电容为10～16微法（R—150型扩音机为10微法），所以可利用公式（4.1）来计算阻流圈的最小电感量L=1.19／rL·C=1.19／0.02×10≈6亨利。

2．确定线圈最大电阻值因为U0=1.1 U0′=1.1×600=660伏；I0=1.1 I0′=1.1×0.4=0.44安。当阻流圈最大压降为U0的5％时，根据（4.5）式可得到RM=0.05 U0／I0=0.05×600／0.44≈68欧。

3．确定铁心型号、规格当LI02=6×0.442≈1.16时，可从图2中查出D42型硅钢片有空气隙时的起始等效导磁率μ＝102。根据公式（4.6），可求出铁心结构常数为A＝L／RM·μ=6／68×102≈86×10-5。从铁心规格表中可查出GEIB35×52型铁心可满足要求。这时，Sc=16.6厘米2，ιc=20厘米。

4．确定线圈圈数根据公式（4.7），线圈圈数为

N＝8.92×103I·ιcμSc=8.92×1036×20;102×16.6≈2600匝

5．确定导线直径、型号取j=2.5安／毫米2，根据公式（4.8），d=0.7I0=0.7·0.44≈0.47毫米。查高强度漆包线规格表（见本刊1975年第4期），取QZ－1型漆包线，可得d′=0.51毫米，S=0.1735毫米2，ρ=105.2欧／千米。

6．确定最佳空气间隙值根据公式（4.9）求出：fm=I0·N／ιc=0.44×2600／20≈57.5（安·匝／厘米）。从图1中查出辅助值y=0.011，根据公式（4.10）就可求出最佳空气间隙值δ=y·ιc/2=0.011×20／2=0.11毫米。

7．线圈电阻的验算。根据公式（4.11），平均每圈导线的电阻为r=〔2（L0＋B）+πL1〕）ρ×10-6=〔2（35＋52）＋3.14×22〕×105.2×10-6≈-0.026欧。则线圈的总电阻为R=rN=0.026×2600≈67欧。因为R＜RM，所以设计结果满足要求。

团队指导和测量量子鼓二重奏

研究人员将这两个机械鼓的节拍缠绕在一起，并精确地测量了它们相连的量子特性。这两个机械鼓是由大约1万亿个原子组成的微小铝膜。像这样的纠缠对(在这张彩色的显微图中显示)，在量子标准下是巨大的，有一天可能在大规模的量子网络中执行计算和传输数据。来源:Teufel / NIST

美国国家标准与技术研究院(NIST)的研究人员就像幽灵交响乐的指挥家一样，让两个小型机械鼓“纠缠在一起”，并精确测量了它们相互关联的量子特性。这样的纠缠对将来可能会在大规模的量子网络中执行计算和传输数据。

NIST团队用微波脉冲将两个小铝鼓吸引到量子版的林迪跳中，其中一个以冷静而平静的方式跳动，而另一个则稍微抖动。研究人员分析了类似雷达的信号，以验证两个鼓的脚步形成了一个纠缠的模式——这是在日常的古典世界中不可能的二重唱。

新发现的并不是这种舞蹈本身，而是研究人员能够测量鼓点，仅以千万亿分之一米的幅度上升和下降，并通过检测它们运动之间微妙的统计关系来验证它们脆弱的纠缠。

这项研究发表在5月7日的《科学》杂志上。

“如果你单独分析两个鼓的位置和动量数据，它们看起来都很热，”NIST的物理学家约翰·特伊费尔说。“但把它们放在一起看，我们可以看到，一个鼓看似随机的运动与另一个高度相关，这只有通过量子纠缠才有可能。”

量子力学最初被设想为原子尺度下的光和物质的规则手册。然而，近年来研究人员发现，同样的规则也适用于越来越大的物体，比如鼓。它们来回的运动使它们成为一种被称为机械振荡器的系统。大约十年前，NIST第一次对这种系统进行了纠缠，在这种情况下，机械元素是单原子。

从那时起，Teufel的研究小组一直在展示悬浮在蓝宝石垫子上的鼓状铝膜的量子控制。根据量子标准，NIST的鼓是巨大的，20微米宽，14微米长，100纳米厚。它们每一个重约70微克，相当于大约1万亿个原子。

纠缠大质量物体是困难的，因为它们与环境有很强的相互作用，可以破坏脆弱的量子态。特伊费尔的团队开发了新的方法来同时控制和测量两个鼓的运动。研究人员采用了2011年首次演示的一项技术，通过从稳态转换到脉冲微波信号来冷却单个鼓，分别优化冷却、纠缠和测量状态的步骤。为了严格分析量子纠缠，实验学家还与理论学家进行了更密切的合作，这是全球努力建立量子网络的一个日益重要的联盟。

NIST鼓组连接到一个电路，并封装在一个低温冷却腔内。当微波脉冲被施加时，电子系统与鼓相互作用并控制它们的活动，鼓可以维持大约一毫秒的量子状态，比如纠缠，这在量子世界里是很长的一段时间。

在实验中，研究人员同时使用了两个微波脉冲来冷却鼓，两个同时使用的脉冲来缠绕鼓，以及两个最后的脉冲来放大和记录代表两个鼓量子态的信号。这些状态被编码在一个反射微波场中，类似于雷达。研究人员将反射与原始微波脉冲进行比较，以确定每个鼓的位置和动量。

为了冷却鼓，研究人员使用低于腔体自然振动频率的脉冲。与2011年的实验一样，鼓点将应用光子转换为腔的更高频率。当空腔被填满时，这些光子就会从空腔中泄露出来。每个离开的光子从鼓运动中带走一个机械单位的能量——一个声子，或一个量子。这消除了大部分与热有关的鼓运动。

为了制造纠缠，研究人员在两个鼓的频率之间应用了微波脉冲，两个鼓的频率分别高于1和低于2。这些脉冲使1鼓声子与腔内的光子纠缠在一起，产生相关的光子-声子对。脉冲也进一步冷却了鼓2，因为离开腔的光子被声子取代。剩下的大部分是两个鼓之间共享的纠缠声子对。

要使声子对纠缠在一起，脉冲的持续时间至关重要。研究人员发现，这些微波脉冲需要持续超过4微秒，理想情况下16.8微秒，才能强烈地纠缠声子。托伊费尔说:在这段时间内，这种缠结变得更牢固，每个鼓的运动也都增加了，因为它们一起运动，这是一种交感神经强化机制。

研究人员在返回的信号或雷达数据中寻找模式。在古典世界中，结果是随机的。将结果绘制在图表上显示出不寻常的模式，表明鼓被纠缠在一起。当然，研究人员进行了10000次实验，并应用统计测试来计算不同结果之间的相关性，比如两个鼓的位置。

“粗略地说，我们测量了两个变量之间的相关性——例如，如果你测量一个鼓的位置，你能预测另一个鼓的位置有多好，”特伊费尔说。“如果它们没有关联，而且都是完全冷的，你只能在不确定的半个运动量子内猜测另一个鼓的平均位置。当它们纠缠在一起时，我们可以做得更好，不确定性更少。纠缠是唯一可行的方法。”

NIST的理论学家Scott Glancy说:“为了证实存在纠缠，我们做了一个叫做‘纠缠目击’的统计测试。”“我们观察到鼓的位置和动量之间的相关性，如果这些相关性比经典物理所能产生的更强，我们就知道鼓一定是缠绕在一起了。”雷达信号同时测量位置和动量，但海森堡不确定原理说这不能以完美的精度完成。因此，我们在测量中付出了额外的随机性的代价。我们通过收集大量数据并在统计分析过程中对不确定性进行修正来管理不确定性。”

像这样高度纠缠的大规模量子系统可以作为量子网络的长寿节点。这项工作中使用的高效雷达测量可以在量子隐形传态(没有物理链路的数据传输)或量子网络节点之间交换纠缠等应用中有所帮助，因为这些应用需要基于纠缠结果的测量来做出决策。纠缠系统还可以用于量子力学的基本测试和超越标准量子极限的力传感。