神思电子：公司产品代码由自家研发团队开发，会积极应对AI产品禁用影响

金融界6月4日消息，有投资者在互动平台向神思电子提问：请问贵司产品代码是否自研？国外对我们禁用AI产品，对贵司是否有影响？谢谢！

公司回答表示：经过多年积累，公司凝聚和培养了一批具备研究开发经验的专业人才，配置有先进的开发工具与测试环境。公司的研发团队将根据行业市场及客户需求的变化，不断推出差异化的产品及行业解决方案，持续保持现有垂直场景的技术优势，不断扩大已落地人工智能解决方案的社会和经济效益。公司将密切关注政策和行业发展动态，并根据公司的主营业务情况，抓住机会积极拓展公司业务。

本文源自金融界AI电报

iMXRT，意面式代码，功率器件，高效功率变换器技术文章分享

i.MXRT三位数系列OTP及其烧写方法

大家好，我是痞子衡，是正经搞技术的痞子。今天痞子衡给大家介绍的是恩智浦i.MX RTxxx系列MCU的OTP 。

在i.MXRTxxx启动系列第二篇文章 Boot配置(ISP Pin, OTP) 里痞子衡提到了OTP，部分Boot配置都存储在OTP memory里，但是对OTP的介绍仅仅浅尝辄止，没有深入，今天痞子衡就为大家再进一步介绍OTP。

OTP是i.MXRTxxx里一块特殊的存储区域，用于存放全部芯片配置信息，其中有一部分配置信息和Boot相关。这块特殊存储区域并不在ARM的4G system address空间里，需要用特殊的方式去访问（读/写），如何访问OTP是本篇文章的重点。

一、OTP基本原理

1.1 OTP属性（OTP, Shadow Lock）

OTP本质上就是i.MXRTxxx内嵌的一块One Time Programmable memory，仅可被烧写一次，但可以被多次读取。OTP memory的烧写大部分是按Word进行的（也有极少部分是按Bit进行的），初始状态下所有OTP bit均为0，通过特殊的烧写时序可以将bit从0改成1，一旦某bit被烧写成1后便再也无法被修改（可理解为硬件熔丝烧断了无法恢复）。　　

i.MXRT600的OTP memory总地址空间有2KB（word index范围为0x000 - 0x1FF），分为64个BANK，每个BANK含8个word（1word = 4bytes）。　　

OTP memory空间除了OTP特性外，还有Shadow Lock控制特性，Shadow Lock控制是OTP memory的标配，Lock控制有二种：第一种是WP，即写保护，用于保护OTP区域对应的shadow register不能被改写；第二种是RP，即读保护，被保护的OTP区域对应的shadow register不能被读取。看到这里，你会发现i.MXRTyyyy的efuse里的LOCK控制是同时针对efuse本身和shadow register的；而i.MXRTxxx的OTP里的LOCK控制仅针对shadow register，那么对OTP本身的保护在哪里呢？先别急，后面会给你答案。　　

Shadow Lock控制在OTP的BANK0_word4、BANK1_word8/9，如下是RT600具体Lock bit定义：

关于OTP空间所有bit定义详见Reference Manual里的otpmap Descriptions。

1.2 OCOTP控制器与Shadow Register

i.MXRTxxx内部有一个硬件IP模块叫OCOTP_CTRL，即OCOTP控制器，对OTP memory的读写控制操作其实都是通过这个OCOTP控制器实现的，下图是OCOTP_CTRL模块图：

OCOTP_CTRL模块寄存器一共分两类：一类是IP控制寄存器，用于实现对OTP memory的读写操作时序控制；一类是Shadow register，用于上电时自动从OTP memory获取数据并缓存，这样我们可以直接访问Shadow register而不用访问OTP memory也能获取OTP内容（注意：当芯片运行中烧写OTP，Shadow register的值并不会立刻更新，需要执行IP控制器的reload命令或者将芯片reset才能同步）。　　

下图是RT600里的OCOTP_CTRL模块寄存器map，其中Shadow register寄存器偏移地址范围是0x000 - 0x7FF（注意并不是所有OTP Word都会被加载到Shadow register里，虽然Shadow register预留了全部的OTP位置。这点与i.MXRTyyyy efuse会全部加载到Shadow register不同，原因是i.MXRTxxx的OTP里会有很多Peripheral寄存器加载初值，如果这些OTP值目的是加载Peripheral，那就没有必要再加载到Shadow register里，而i.MXRTyyyy的efuse值没有加载Peripheral寄存器的用途）。IP控制寄存器偏移地址范围是0x800 - 0x82C:

痞子衡写过关于i.MXRTyyyy的eFUSE烧写的文章 飞思卡尔i.MX RTyyyy系列MCU启动那些事（5）- 再聊eFUSE及其烧写方法 ，其实i.MXRTxxx的OCOTP控制器与i.MXRTyyyy里的OCOTP控制器非常相似，虽然两者在寄存器组织上有差异，但其共同点更多。不过提及差异，有一个地方痞子衡不得不提，那就是CTRL寄存器的bit15，在i.MXRTyyyy上这个bit是保留的，但是i.MXRTxxx上这个bit为WORDLOCK，顾名思义即提供对操作的OTP word区域进行保护（主要是写保护），下一节介绍的efuse-program-once命令第三个可选参数[nolock/lock]其实就是利用了这个bit。

二、使用blhost烧写OTP

OTP memory的烧写是通过OCOTP_CTRL模块来实现的，我们当然可以在Application中集成OCOTP_CTRL的驱动程序，然后在Application调用OCOTP_CTRL的驱动程序完成OTP的烧写，但这种方式并不是痞子衡要介绍的重点，痞子衡要介绍的是通过Serial ISP模式配套的blhost.exe上位机工具实现OTP的烧写。　　

痞子衡在前面的文章里介绍过如何进入Serial ISP模式与BootROM通信，此处假设你已经使用blhost与BootROM建立了通信。让我们再来回顾一下blhost的命令help，可以得知efuse-program-once这个命令就是我们想要的命令……

查看原文：https://www.dianyuan.com/eestar/article-8262.html

意面虽好吃，意面式代码还是要远离

最近看了一份代码，我看的有点眩晕。想起来意大利面，意大利面个人还是蛮喜欢的。可是面对一份意面风格的代码，我就有点想吐了~

意面代码

意大利面，想必很多人都吃过。比较常见的长这样：

老外对糟糕的代码，有种有趣的叫法：Spaghetti code，意思就是意大利面条式代码。代码像面条一样混乱的堆成一团，很难理清头绪。

要确切地界定什么样的代码是意大利面条式代码，这好像无法准确的做一个定义。只能用栗子来描述，大体上什么样的代码可以称为意面式代码：

何为圈复杂度

圈复杂度(Cyclomatic Complexity) ，这个有可能很多朋友不知道。来简单描述一下什么是圈复杂度。

圈复杂度是由 Thomas McCabe 开发的一种用于确定程序的稳定性和复杂度的度量。也称为MCC指标。通过计算程序模块的线性独立路径的数量来度量。

圈复杂度，在有些认证要求严格的行业做需要计算，比如汽车电子、工业安全类产品、医疗器械等，在这些行业里，可能需要严格的单元测试，单元测试还需要严格的覆盖率指标要求。那么计算覆盖率，就离不开这个圈复杂度的计算。

对于严格计算圈复杂度，比较枯燥，这里就简单的分享一下如何计算的一般步骤：

比如：

这样一个流图，其MCC值为5。

对于更为详细的计算圈复杂度的方法，可以看看IBM的文档：

https://www.ibm.com/docs/en/raa/6.1?topic=metrics-cyclomatic-complexity

显然，圈复杂度较低的程序更容易理解，修改的风险也更小。

意面指数

度量一份代码是否有点意面风格，看到一个有意思的指数分享一下。

全局变量数目行数

CC为圈复杂度，函数内读写全局变量的数目，函数的行数。

当然，这个公式是否严谨，我也不清楚。但是按这个计算，如果数字越高，显然代码的风格就越差。得分越高的代码，风格越差，越长的像意面……

查看原文：https://www.dianyuan.com/eestar/article-8274.html

轨道交通列车牵引变流器功率器件寿命评估

01项目简述

目前高速列车主变流器上应用的主要为3300V、6500V等高电压等级的IGBT。铁路牵引领域的变流器属于非平稳工况变流器，而IGBT的处理功率经常大范围波动，并且工作时所承受的交变热应力冲击极易导致疲劳，甚至老化失效，这些特点使得其应用条件更加严酷。因此，获取有效的监测参数评估功率器件的工作状态，并建立有效的功率器件退化模型预测剩余寿命，对牵引传动系统建立更好维护时间表和确定合理的检修周期具有重要的指导和借鉴意义，这也是保证列车牵引传动系统安全稳定运行的关键。

本项目在这样的背景下，考虑牵引传动系统大功率、低开关频率、强耦合干扰、运行环境复杂多变等特点，对功率器件的电热参数进行建模分析，获取结温变化曲线，对比不同寿命模型获取与实际寿命相近的寿命评估结果。进一步地，通过控制和调制方式对比分析出器件寿命影响主要因素，初步得到牵引变流器的健康管理方案，为现场牵引变流器系统的维修管理提供一定的技术指导。

02项目内容

内容1:牵引传动系统变流器的多时间尺度运行工况分析

变流器工作时的环境温度、负载水平、运行工况、控制方法等都会对变流器的功率模块寿命产生影响。在考虑长时间尺度下的工作剖面和较短时间内的外部环境变化影响条件下，推导出其运行功率变化状况。

高速动车组牵引计算建模： 某型动车组为4动4拖8辆编组，采用电力牵引交流传动方式，牵引功率为8800kW，由2个牵引单元组成，每个牵引单元按两动车（有动力）两拖车（无动力）构成。如图2-1所示，其中Mc为带驾驶室的动车，Tp为带受电弓的拖车，M为动车，T为拖车，整列编组全长200m。对于整列车的牵引计算，常用的列车计算力学模型有单质点模型和多质点模型。目前，潮流计算以及牵引计算的工程应用上，大多将动车组视为单质点负荷，本项目也选择单质点负荷来分析。

图2-1 4动4拖动车组示意图

列车旋转部分对应的质量与列车总质量的比例系数，由动能定律推导：

回转质量系数γ由旋转质量的转动惯量J、列车静态总质量Ms以及旋转部件的等效的转动半径Rh决定。对于高速动车组，一般动车的回转质量系数大于拖车。

这样，列车的动态质量可以表示为：

其中Mdynamic为列车动态质量，单位为t。γT为拖车回转质量系数，γD为动车回转质量系数。MT为拖车空载质量，MD为动车空载质量。nT为拖车数量，nD为动车数量。为了工程实用方便，统一将高速动车组的回转质量系数取为0.1，以简化计算。

高速动车组阻力计算： 列车阻力，即列车运行时阻碍运行的外力，包括基本阻力和附加阻力两类。前者指的是列车运行中的空气阻力、车轮与钢轨之间相互作用带来的阻力。后者指的是坡道、线路曲线和隧道带来的额外阻力，研究中通常针对不同编组和车型根据大量牵引试验对列车运行基本阻力采用经验公式进行拟合。

式中Wbasic为列车运行基本阻力，单位为N；a0、a1、a2是与阻力相关的系数；Wstatic为列车的静态质量；g为重力加速度。

对于本文所选高速列车，基本阻力的经验公式为：

其中Wbasic(v)为单位基本阻力，单位质量的列车受到的阻力。

附加阻力，即线路或隧道等原因产生的阻力，通常有坡道附加阻力、曲线附加阻力和隧道附加阻力等。这里将他们全部归算到线路坡道上，以坡道附加阻力代表系统附加阻力：

基本阻力与附加阻力之和为列车在运行时的总阻力，也就是牵引系统的负荷。由此，根据运行基本阻力及车辆加速度、轨道坡度等信息可计算车辆运行阻力，计算出牵引传动系统的功率数据。

牵引传动系统损耗计算： 牵引传动系统能量转换及传通路径如图2-2，黑色箭头代表列车牵引运行中能量转换以及传递途径，红色箭头代表制动运行中能量转换以及传递途径。功率因数和效率直接受到列车运行速度的影响，和列车运行工况密不可分，尤其是低速运行时效率较低，无法通过精确的数学模型进行描述，所以在系统功率损耗计算时，假设功率因数和效率为常数。所选动车组的额定输出功率为8800kW，共有两个牵引单元，8个脉冲整流器(recitifer)，4个牵引逆变器(inverter)。另外每节列车还配有一台辅助逆变器(aux)，额定功率为51kW。

根据动车组的拓扑结构，有：

通过损耗计算，得到牵引逆变器和脉冲整流器上的负载功率情况。

图2-2 牵引传动系统能量转换及传递路径示意图

图2-3 牵引传动系统负载功率

内容2：基于多种运行工况剖面的牵引传动系统变流器的寿命评估

重点基于牵引传动系统的特定拓扑和前面得出的各个工作状况，对功率器件的温度变化情况进行分析，主要研究温升对变流器功率器件寿命的影响，得出功率器件的寿命估计。并利用Matlab/Simulink和PLECS等软件对理论分析结果进行仿真验证。根据不同的工况剖面对温升造成的影响，应用统计手段对牵引变流器的寿命进行评估，并与现场实际寿命统计作对比，分析其中存在的差异。

（1）功率器件损耗计算： 变流系统中的各器件损耗是指器件吸收的电能。IGBT的功率损耗按照分类可以分为静态损耗，开关损耗和驱动损耗。其中静态损耗包括了导通损耗和截止损耗，即断电后的漏电损耗，开关损耗则包括了开通损耗和关断损耗。在大功率的牵引变流器里，静态损耗中的漏电损耗和驱动损耗一般只会占到总损耗的0.1%以下，这通常在计算中都忽略不计。而对IGBT模块的损耗计算来说，由于IGBT模块中还有反并联二极管，因此需要同时考虑到两部分损耗，IGBT 的损耗以及反并联二极管的损耗。

IGBT的功率损耗为其导通损耗PfwT与开关损耗PonT、PoffT之和：

反并联二极管的功率损耗为其导通损耗PfwD与关断损耗PfwD之和：

（a）导通损耗

（b）关断损耗

图2-4 PLECS中IGBT模块损耗对应三维图

（2）功率器件的热路分析： 在实际应用中，牵引变流器中IGBT通常是封装起来的，没有办法进行实时外壳温度测量，因此需要考虑通过别的手段间接推算器件的温升情况。目前变流器的温升计算主要有以下三种方法：解析法、数值法和等效热路法。在等效热路法中，封装的半导体器件可以看作由芯片、焊层、外壳等成份组成的串联热阻、热容，再加上散热系统的等效热阻、热容，形成热网络，热源为芯片运行产生的热损耗，可以视为电流源。热损耗通过热网络向外部环境传导的过程，就可以用电路描述出来，利用电路知识来求解热平衡方程，计算变流器系统各部分的温升，本文即采用该方法。

在IGBT模块中，根据IGBT生产厂家的官方手册，可以得到IGBT热网络参数。目前，高速列车牵引变流器大部分使用水冷散热器，其热网络可以用RC热路来等效。由于散热器与冷却系统直接接触，而列车外部环境温度变化较大，可以不考虑散热器的冷却系统，直接将牵引箱的水温作为整个IGBT热路模型的环境温度。根据相关项目提供的线上数据，线路上的高速列车组牵引变流器冷却水箱平均温度为57°C左右，这样就取57°C为热模型仿真的外界温度。最终可以得到IGBT的热网络等效模型，如图2-5。其中Zj-c为IGBT和二极管内部热阻，Rc-h是散热硅脂的等效热阻，Zh-a是散热器的等效热阻。

图2-5 热网络模型

利用PLECS可以嵌套SIMULINK联合仿真的特点，在PLECS中建立上述热网络模型，再嵌套进SIMULINK中进行热-电联合仿真。仿真时，IGBT门极输入导通信号，模块导通产生电流，消耗功率，导致结温上升。未输入导通信号时模块经过散热系统散热冷却，结温下降。仿真计算得到结温Tj(t)的变化曲线如图2-6、图2-7所示。

图2-6 整流器部分IGBT和二极管结温波动

图2-7 逆变器部分IGBT和二极管结温波动

（3）功率器件热循环雨流计数： 对于功率器件的循环载荷，在不规则负载情况下，建议使用雨流法来分析其循环载荷情况。一个雨流计数法的实例如图2-8所示，黑色虚线即为原始的时间-温度曲线，x轴为时间，y轴为基准温度差。随着时间的进行，温度围绕基准温度产生一定的波动，通过雨流计数法对这条温度曲线进行处理，可以得到1~4共四个完整的温度循环，还有5、6两个半循环。用雨流计数法对结温波动曲线进行处理，统计其结温波动，结果用下面的三维柱状图来表示。如图2-9和2-10所示，无论是在整流器还是逆变器中，相对于IGBT，二极管的波动范围更大。

图2-8 雨流计数法示意图

a) IGBT结温波动统计

b) 二极管结温波动统计

图2-9 整流器部分雨流计数结果

a) IGBT结温波动统计

b) 二极管结温波动统计

图2-10 逆变器部分雨流计数结果

（4）不同寿命模型分析对比： 这里主要选择工程常用的解析模型来分析IGBT寿命，解析寿命模型基于加速老化寿命试验所得数据建立，包括Coffin-Manson模型、Norris-Landzberg模型、Coffin-Manson-Arrhenius和Coffin-Manson-Arrhenius广延指数模型四类……

查看原文：https://www.dianyuan.com/eestar/article-8243.html

高效功率变换器设计与损耗建模

引言

绿色节能是开关电源、功率变换器的一大发展趋势，如何设计出高效的电源系统，也是电源设计关注重点之一[1]。针对设计高效的电源变换器，国内外学者主要针对电路拓扑，半导体器件，磁性元器件等方面进行了专题的研究。2015年Qiong Wang从拓扑角度对单相两电平及三电平无桥PFC、三相两电平整流、NPC整流及维也纳整流等AC/DC变换器分析比较了效率指标，指出三电平结合交错并联在效率上的优势[2]；2003年Bo Yang对双管正激、移相全桥、半桥及LLC等DC/DC拓扑分析比较了效率指标，证明LLC在DCDC高效需求应用中的有效性[3]；2005年R. Teichmann及S. Bernet等从拓扑角度对两电平、I型三电平及T型三电平等DC/AC变换器分析比较了效率指标，指出三电平在效率上的优势[4]。

针对半导体器件的损耗评估，目前有PSIM，PLECS，PSPICE，Mathcad等仿真建模工具，并主要集中于三大类的比较研究(即不同状态下的半导体损耗分析以改善开关特性、不同器件对比研究以确定器件的适用场合、不同开关频率下的研究以确定频率特性及开关极限)[5]；熊妍等人也针对IGBT损耗计算及建模方法进行了综述和总结，将其分为基于物理结构的损耗模型及基于数学方法的损耗模型[6]。针对磁性元器件的研究，如范莉对高频磁性元件铁芯损耗及特性的研究[7]及旷建军对绕组损耗进行了分析和研究[8]。

然而，由于功率变换器，特别是大功率变换器系统的复杂性，如何确定运行效率的影响要素，如何在设计阶段从系统角度考虑损耗评估与建模，确保设计评估系统效率与实际测试数据的一致性，一直是困扰电源设计开发的一个问题。目前UPS行业，普遍的运行效率为94%，从主功率拓扑、半导体器件、磁性元件、电阻性损耗及辅助电源中的风扇调速等系统角度考虑，还存在很大的效率改善空间。本文希望以Eaton业界最高运行效率3相UPS产品93PM开发为例，就如何进行高效功率变换器设计与损耗建模与评估，进行系统的分析。

高效系统设计

1主功率拓扑设计

主功率拓扑是功率变换器的系统损耗的主要来源，所以其设计是高效设计的关键。对于同一功率变换器来说可能有多个适用的备选拓扑，清楚基本拓扑的运行原理以及损耗详细分布，在此基础上再结合功率变换器的应用条件、成本、性能的综合考虑，才能实现最优设计。

以UPS为例，下图为在线式UPS系统框图，其中AC/DC+DC/AC（B2+B3，市电模式）与DC/DC+DC/AC（B4+B3，储能模式）为主功率回路。由于UPS绝大部分时间工作在市电模式，所以市电模式下系统运行效率才是客户关心的重点，也是UPS高效节能的关键指标。

图1. 在线式UPS系统框图

对于UPS整流（AC/DC）与逆变（DC/AC）来说，每部分都有多个备选拓扑：整流有半桥拓扑、双Boost拓扑、维也纳拓扑、三电平拓扑等；逆变有半桥拓扑、三电平拓扑等。根据电感电流续流回路来区分的话这些拓扑都可以分为两类：两电平拓扑与三电平拓扑。关于两电平与三电平，已有大量的研究和历史数据，三电平毫无争议比两电平更高效[4]。对于UPS主功率拓扑来说，整流与逆变都采用两电平在传统硅（Si）半导体开关器件下UPS系统最高效率能做到94%左右；而都采用三电平拓扑UPS系统效率能做到96%以上。事实上，三电平拓扑也是目前功率变换器的主流拓扑[9][10] 。

三电平变换器有两种基本类型：I型与T型。 对于UPS整流器来说，其往往还有功率因数校正（PFC）的功能，其功率因数近似为1，整流器可认为工作在2、4象限。而UPS逆变器为电压源输出为全象限工作，对于有功区域，其工作在1、3象限；而对于无功区域，则工作在2、4象限。根据变换器电流回路分析与各器件电流分布，我们可以针对UPS功率拓扑作出如下定性分析：

(1) 由于整流器来说（2、4象限）， I型与T型损耗的区别在于续流回路，在相同电流与目前硅器件工艺条件下，1个1200V二极管比两个串联二极管损耗更低，所以T型三电平对于整流器更具效率优势；

(2) 对于逆变器来说， 虽然其为全象限工作，由于UPS负载功因一般在+0.7~-0.7之间，有功电流（1、3象限）相关的损耗才是开关器件损耗的主要部分。1、3象限内，I型与T型损耗的区别在于导通回路：I型–600V开关管导通损耗*2+600V开关管开关损耗*1；T型–(1200V开关管导通损耗+开关损耗)*1。导通回路中，T型导通损耗占优，I型开关损耗占优，而总损耗谁更优则取决于导通损耗与开关损耗的比例。据评估，若所有开关器件采用硅器件，分界频率点为10kHz左右，开关频率低于10kHz，T型三电平更具效率优势；开关频率高于10kHz，I型三电平更具效率优势。

从成本、行业现状与技术成熟度等方面综合考虑，93PM UPS开关器件采用硅IGBT与二极管，开关频率设置在20kHz，变换器采用三电平拓扑。从前面的分析可知，I型与T型在效率各有优势，对于UPS应用，一种改进型高效三电平拓扑被提出，其主要特点是在标准的I型三电平拓扑的桥臂中点与DC+/-之间增加了额外的单二极管的续流通道（如下图D1/D2所示）。该改进型高效三电平拓扑在2、4象限工作时电流环路与T型三电平类似；而1、3象限工作时电流环路则与T型三电平类似。所以其综合了I型三电平与T型三电平各自的效率优势，具有全象限最优效率特性。

2开关器件优化选型

93PM UPS主动率拓扑具体电路如下图所示，整流器与逆变器皆为改进型高效三电平拓扑，采用背靠背设计。

图2. 高效UPS三电平拓扑

图2所示的高效UPS三电平拓扑中，整流器部分D2/D3在T2/T3关断后自然关断，无反向恢复特性；逆变器部分T2/T3在有功区域为工频开关，其开关损耗可以忽略；而对于D1′’/D2′/D3′/D4′，其作用于抑制T1/T2/T3/T4开关过程中产生的反向电压从而保护T1/T2/T3/T4，它们并不是主续流回路，所以其特性对变换器效率影响可忽略；另整流器部分T1/T4仅在有功率回馈的情况下有电流通过，其特性对变换器效率影响也可忽略。针对这些特点，在开关器件选型设计时可以分成两类：

(1) 低导通电压器件 ，图3虚线方框所示，以低Vce(sat)与低Vf为优选方向；其中Vce(sat)为半导体开关器件的饱和导通压降，Vf为二极管正向导通压降。

(2) 快速开关特性器件， 图3实线方框所示，以低Esw与低Qrr为优选方向；其中Esw为半导体开关器件的开关损耗，Qrr为二极管反向恢复电荷

图3. 基于高效UPS三电平拓扑开关优化选型

3功率电感设计

主功率电路中，功率电感往往为第二大损耗来源。对于开关电源设计来说，磁性元件设计是其核心内容之一。损耗仅仅是电感设计考量之一，开关频率、滤波器参数、绕线设计、散热、最大直流工作点、成本等都是电感设计制约因素，且都与损耗有着很强的耦合性：开关频率影响电感的磁芯损耗；滤波器参数与开关频率一起决定了感值大小与电感纹波电流，而感值影响电感的工频铜损，电感纹波电流影响电感的高频铜损；绕线设计决定了电感的高频特性，影响电感的高频铜损；散热设计决定了电感的工作温度，对电感铜损与铁损都有影响；最大直流工作点往往对磁芯材料与尺寸的选取有着决定性作用，从而影响电感的铜损与磁芯损耗；任何设计都有成本的约束，我们需要在性能与成本之间找到最佳平衡点。

磁芯的选型与设计则是电感设计的核心，而对于磁芯的选型，我们首先要确定是功率变换器的开关频率。总的来说，由于磁性材料的技术发展，功率变换器频率的提高，有利于降低电感元件的总损耗，但由于开关频率半导体开关器件的开关损耗为正比关系，在某一频率范围内增加开关频率带来的开关器件损耗的增加可能要大于电感损耗的降低，所以开关频率的确定与需半导体开关器件的选型综合来考虑。对于常规IGBT来说，通常在20kHz附近为优选开关频率；新一代Infineon H5 IGBT，其优选开关频率可达到40kHz左右，接近功率MOSFET；而对于超级结功率MOSFET，其优选开关频率可达80-100kHz；而对于产业化不久的碳化硅（SiC）与氮化镓（GaN）器件其优选开关频率则可进一步提高。

确定好开关频率后，磁芯选型与设计需要面对磁芯损耗与磁导率直流偏置这两个相互制约的特性。变换器实际运行区域可以分成两部分：正常运行区域与过载运行区域。正常运行区域为变换器的额定运行，绝大部分工作时间都位于此间，其运行效率才对用户有实际价值。

高磁导率与低磁芯损耗是磁芯选型使降低电感损耗的途径；过载运行区域决定了换器中的最大直流工作点，其运行时间较短，该区域内关注的电感的直流偏置，若电感设计过分追求低损耗而使电感直流偏置下降太快太多，其后果是致命的，使得限流保护设计困难，严重的情况下甚至导致限流失败从而损坏变换器。各种常用的磁性材料中，铁氧体、钼坡莫合金、铁硅铝合金等磁性材料有着较小的磁芯损耗，但其饱和磁通密度较低；铁粉心、铁硅合金等磁性材料有着良好的磁导率直流偏置特性，但其磁性损耗偏大；有些磁性材料在两方面都有着良好特性（如非晶合金），但往往其成本比较高。

针对上述问题，为了实现损耗、饱和特性与成本之间最佳设计，混合磁芯技术最近几年得到广泛的研究与应用[11]。其核心原理将高饱和磁通密度磁芯（A部分，如铁硅、甚至空气）与高磁导率与低磁芯损耗磁芯（B部分，如铁氧体、铁硅铝）构成混合磁芯，其中A部分用于提供变换器在最大直流工作点时的必要感值以确保其可靠运行；B部分用于实现正常工作区域内的大电感值与小磁芯损耗。通过调整两部分磁芯尺寸比例，实现电感饱和曲线的优化（如下图4所示），在满足电感饱和特性的基础上最小化电感损耗。

图4. 混合磁芯电感方案直流偏置曲线

图5. 空气混合磁路电感（伊顿专利）

另外合理的绕线设计与良好的散热设计也是进一步降低电感损耗的有效途径。扁平线立绕、Liz多股并绕、渐进式绕线、线圈避开气隙等都是绕线设计很好的工程参考。

93PM UPS电感设计采用铁氧体+空气混合磁路开放式电感设计，具有低损耗、电感直流偏置好、易加工、低成本的特点。以图5中50kW 3相逆变电感为例，单体满载损耗为53W，比铁硅环形磁芯电感方案总损耗下降30%以上。

4风扇调速设计

在大功率变换器系统中，用于系统散热的风扇损耗也是一个不可忽略的因数。对于风扇来说，其选型设计往往是基于最恶劣的工作条件来做的，以确保系统在各种工况下可靠运行：如最大工作环温，过载需求，风扇冗余需求等等。而变换器在实际用户端段的工况绝大多数时间要好很多，如UPS典型应用来说，环温25⁰C左右，负载一般在30%~50%之间，这种情况UPS散热所需的风量（风速）要求远小于最大需求。而风扇的风速决定了风扇功率，所以根据最恶劣工作条件设计的风扇在变换器大部分工作时间处于能量浪费的状态……

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